Учебная работа. Проектирование системы управления широтно-импульсным преобразователем

Учебная работа. Проектирование системы управления широтно-импульсным преобразователем

ВВЕДЕНИЕ

«Силовая преобразовательная техника» — это дисциплина содержанием, которой является разработка способов расчета электронных схем преобразователей, нужных для проектирования преобразовательных устройств.

Достоинства полупроводниковых преобразовательных устройств по сопоставлению с иными преобразователями неопровержимы: они владеют высочайшими регулировочными чертами и энергетическими показателями, имеют малые габариты и массу, ординарны и надежны в эксплуатации. Не считая преобразования и регулирования тока и напряжения такие установки обеспечивают бесконтактную коммутацию токов в силовых цепях. Количественный рост разных радиоэлектронных устройств и устройств электропривод, все наиболее обширно применяющегося в разных отраслях народного хозяйства, связан с повышением потребляемой суммарной мощности источников электропитания. Разработка и создание оптимальных источников электропитания становится животрепещущей неувязкой. Рассмотрение начинается с электронных машин, трансформаторов и выпрямителей, потому что они обширно используются в аппаратуре компаний связи, также они получили наибольшее применение в автоматическом электроприводе.

В курсовом проекте нужно спроектировать неуправляемый однофазный мостовой выпрямитель, поочередный широтно-импульсный преобразователь ШИП. Данная система рассчитывается для питания R-Lнагрузки с параметрами:

Схема выпрямителя представлена на рисунке 1.

Набросок 1 — Силовая схема однофазного мостового выпрямителя, поочередный широтно-импульсный преобразователь ШИП

Для описания работы схемы разглядим раздельно однофазный мостовой неуправляемый выпрямитель и раздельно ШИП.

Трехфазный мостовой неуправляемый выпрямитель является двухполупериодной схемой выпрямления, характеризующиеся переменным током во вторичных обмотках трансформатора. Нужные расчетные соотношения.

Действующее

Среднее

Коэффициент формы тока

Действующее

Действующее

где — коэффициент трансформации.

Среднее

Коэффициент схемы по ЭДС:

Наибольшее

Полная мощность первичной и вторичной обмоток трансформатора

где U, I, P — неизменные составляющие выпрямленного напряжения, тока и мощности;

— коэффициент схемы по мощности,

Тогда полная мощность трансформатора

сейчас разглядим работу ШИП.

ШИП неизменного напряжения преобразовывают неизменное напряжение в импульсное, среднее

В связи с неизменным напряжением на входе преобразователя естественная коммутация вентилей невозможна, что просит выполнения его на вентилях с полным управлением (запираемые тиристоры, транзисторы). GTO-тиристоры допускают частоту переключений до 1 кГц, IGBT-транзисторы — приблизительно до 10 кГц, полевые транзисторы — до 1000 кГц и выше. Потому в проектируемой схеме выпрямителя в качестве вентиля будет применен IGBT-транзистор.

В проектируемой схеме вероятна лишь однополярная модуляция. При включении транзистора VТ1 на выходе формируется положительный импульс напряжения. При выключении транзистора VТ1диод VD5включается в режим нулевого вентиля, замыкая при всем этом через себя ток перегрузки. На этом интервале формируется нулевая пауза напряжения на перегрузке.

Главные расчетные соотношения ШИП:

Коэффициент наполнения импульсов (скважность)

где tи — продолжительность выходных импульсов;

T — период импульсов.

Среднее

Действующее

Среднее

Диаграммы работы ШИП представлены на рисунке 2.

Набросок 2 — Диаграммы работы ШИП

1. ВЫБОР СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ (СПП)

1.1 Расчет гармонического состава тока и напряжения

Проверим условие наличия гармоник по формуле

,

(1.1)

где щП — частота пульсации цепи, щП=100Гц (единица частоты периодических процессов в Международной системе единиц СИ).

,

Как лицезреем условие (1.1) не производится, тогда рассчитываем гармонический состав тока и напряжения по формуле

,

(1.2)

где — амплитудное

n — номер гармоники;

m — эквивалентное число фаз выпрямления, m=2;

— номинальное

Амплитудное тока n-ой гармоники будем находить по формуле

,

(1.3)

где XL — реактивное сопротивление перегрузки, ,

Ом.

Потому что выпрямленное напряжение симметрично относительно оси ординат, то при разложении в ряд Фурье будут отсутствовать все четные гармоники. А из-за отсутствия пути для замыкания системы оборотной последовательности, будут отсутствовать все гармоники кратные трем. Тогда n=1, 5, 7, 11, 13, …

Расчет гармоник:

1-ая гармоника:

5-ая гармоника:

Седьмая гармоника:

Тогда номинальное напряжение с учетом гармоник будет равно

,

.

А номинальное

,

.

Номинальное

,

.

1.2 Выбор силового трансформатора

Силовой трансформатор применяется для согласования номинального напряжения перегрузки с выпрямленным напряжением.

Амплитудное

,

.

Тогда действующее

,

.

Находим требуемое

,

(1.4)

где — ЭДС вторичной обмотки трансформатора,

;

— коэффициент, учитывающий возможность понижения напряжения в сети,

— коэффициент, учитывающий падение напряжения на активных сопротивлениях трансформатора, падение напряжения на вентилях и падение напряжения из-за коммутации вентилей,

— коэффициент, учитывающий неполное открывание вентилей, — для нереверсивных преобразователей.

,

.

Это

1.3 Выбор СПП

Выбор СПП по току.

За ранее избираем типдиодов и охладителей по условию

,

(1.5)

где — коэффициент припаса, учитывающий отклонение режима работы и критерий остывания от номинальных (

). Потому что в данной нам схеме и , т. е. меньше номинальных значений, то означает режим работы и условия остывания лучше, чем при номинальных. Тогда принимаем;

— средний ток диодов;

— коэффициент припаса по току в рабочем режиме,

.

Согласно приобретенному значению из [2] избираем диодик типа Д112-10 с типом охладителя О111-60, у которого при естественном охлаждении очень допустимый средний ток равен , со последующими параметрами:

Термическое сопротивление переход — корпус ;

Термическое сопротивление корпус — контактная поверхность охладителя ;

Термическое сопротивление контактная поверхность охладителя — охлаждающая среда ;

Пороговое напряжение ;

Дифференциальное сопротивление ;

температура перехода:

— очень допустимая ;

— мало допустимая .

Рассчитываем термическое сопротивление переход — окружающая среда

.

Для избранного диодика рассчитываем очень допустимый средний ток при данных критериях работы и остывания

,

(1.6)

.

Проверяем условие правильного выбора диодика по току из соотношения

,

(1.7)

.

Условие производится, тогда рассчитаем припас диодика по току в процентах

,

.

Припас диодика по току больше 15%, но в этом случае ток, протекающий через силовые приборы довольно мал, что обосновано малым напряжением перегрузки, потому избранные диоды подступают, т.к. рассчитаны на меньший ток посреди силовых диодов.

Выбор СПП по перегрузочной возможности

Аспектом обычной работы СПП при перегрузке по току являются выполнения условия

,

(1.8)

где tm- очень допустимое время перегрузки, за которое температура перехода достигнет очень допустимого значения;

— требуемое (реальное) время перегрузки,

Время определяется по графику зависимости переходного термического сопротивления переход-среда для определенных типов устройства, охладителя и интенсивности остывания из [2].

Определяем средние утраты мощности для тока, предыдущего перегрузке

,

(1.9)

.

Ток перегрузки СПП ограничен значениями , принимаем. Тогда определяем средние утраты мощности для тока, соответственного перегрузке по формуле

,

(1.10)

где — коэффициент припаса по току рабочей перегрузки, , принимаем.

.

Определяем переходное термическое сопротивление переход-среда по формуле

,

(1.11)

.

по графику [2] функции определяем очень допустимое время перегрузки

.

Проверяем аспект (1.11)

.

Из этого условия получаем, что избранный диодик удовлетворяет режиму перегрузки. означает, диодик избран верно.

Выбор класса СПП по напряжению.

СПП должны выдерживать определенные напряжения, прикладываемые к ним как в прямом, так и в оборотном направлениях. В полупроводниковом преобразователе СПП подвергаются действию рабочего напряжения и перенапряжений.

Выбор СПП по напряжению осуществляется по формуле

,

(1.12)

где — коэффициент припаса по рабочему напряжению, , принимаем;

— наибольшее

— номинальное

— коэффициент, учитывающий возможность увеличения напряжения в сети, .

,

,

,

.

Таковым образом, для данных диодов Д112-10с типом охладителя О221-60 , т.е. необходимы диоды 7-го класса по напряжению — Д112-10-7.

1.4 Выбор IGBT-транзистора и его охлаждающего радиатора

Средний ток через ключ поочередного ШИП будет равен

.

Потому что IGBT-транзисторы допускают перегрузку в течении 1мс, то выбор производим по перегрузочному току: , принимаем ,

.

По перегрузочному току избираем IGBT-транзистор [веб-сайт IGBT.ru] типа SK30GH123 со последующими техническими данными:

1. — напряжение коллектор-эмиттер,

2. — напряжение сток-исток,

3. — ток через коллектор (при температуре), ;

4. — ток через коллектор (при температуре),;

5. — допустимые температуры хранения, ;

6. ,

где — энергия при включении и выключении ключа соответственно (при);

7. — термическое сопротивление переход-корпус, ;

8. Корпус IGBT — модуля: SEMITOP 3.

Мощность утрат в ключе

,

(1.13)

где — энергия включения ключа, — энергия выключения ключа, ;

— тактовая частота либо частота коммутации ключа, ;

— напряжение сток-исток ключа,

— рабочий цикл либо наибольшая скважность импульсов — ,

— номинальное

.

Проверяем корректность выбора ключа по формуле

,

(1.14)

где — температура кристалла, определяется по формуле

;

— термическое сопротивление переход-корпус, ;

— температура,

— очень допустимая температура кристалла, .

Проверяем выполнение условия (1.14)

.

Условие производится, означает IGBT-транзистор избран правильно.

Находим превышение температуры корпуса над температурой окружающей среды по формуле

, .

Найдем площадь охлаждающей поверхности радиатора по формуле

,

где при естественном охлаждении;

.

Избираем охладитель типа О57/300/600 [веб-сайт elvpr.by] со последующими параметрами:

Масса — 15кг;

Габаритные размеры — (300х600х85)мм;

Количество модулей на охладителе — 1 шт.;

Термическое сопротивление контактная поверхность охладителя — охлаждающая среда не наиболее 0,131(600Вт)°С/Вт.

Набросок 3 — Охладитель О57/300/600

1.5 Расчет анодного реактора

Требуемое тока недлинного замыкания на уровне ударного рассчитаем по формуле:

,

(1.15)

где — коэффициент, учитывающий наличие вольной составляющей в токе недлинного замыкания, = 1,6 2,0, принимаем ;

— ударный ток, который может протекать по устройству в течение 10мс, ;

— количество реакторов, ограничивающих ток недлинного замыкания.

.

Анодный реактор выбирается по соотношениям:

Lн кат. ?Lap,

Uн кат. ?U1н,

Iнкат ?I1н

Избираем из [1] анодный реактор ФРОС-500 со последующими чертами:

Iн=500А

Lнб=5мГн

Lн=250А

?P=1100Вт

Рассчитаем

Зададимся числом витков W=300:

Потому что рассчитанный ударный ток меньше ударного тока устройства (331,9<350), то тип СПП избран верно.

2. РАСЧЕТ И ВЫБОР ЭЛЕМЕНТОВ ПАССИВНОЙ ЗАЩИТЫ СПП ОТ АВАРИЙНЫХ ТОКОВ И ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЙ

2.1 Расчет и выбор R-C цепочек

Защитные R-C цепочки предусмотрены для ограничения скорости нарастания напряжения и понижения перенапряжений на вентилях схемы.

Четкий расчет R-C цепей довольно сложен и просит учета ряда причин и внедрения вычислительной техники. Характеристики R-C цепочек определяются компромиссным решением с учетом достаточного ограничения уровня напряжения и скорости конфигурации напряжения на вентиле, также ограничения амплитуды разрядного тока защитного конденсатора в момент включения вентиля при наивысшем угле регулирования.

На основании опытнейших данных, характеристики R-C цепей выбираются в границах

Принимаем R=150 Ом, С=0,2 мкФ.

Рассчитаем мощность, рассеиваемую на резисторе по формуле

,

(2.1)

где — циклический импульсный оборотный ток , данные из справочника [2];

— наибольшее оборотное напряжение.

,

.

Избираем резистор[веб-сайт chipdip.ru]:С2-23, 2Вт, ±5%, 150 Ом и конденсатор МБГП-630В-0,2мкФ10%.

2.2 Расчет и выбор L-C фильтра

Найдем емкость фильтра по формуле

,

(2.2)

где — пульсность схемы, ;

— частота питающей сети, .

.

Определим напряжение на емкости по формуле

,

(2.3)

.

Определим индуктивность фильтра по формуле

,

(2.4)

где — коэффициент выравнивания, , принимаем ,

.

В согласовании с рассчитанными данными избираем: конденсатор:К50-35 имп. 680 мкФ х 450В 85°C [веб-сайт chipdip.ru], индуктивность: EC24-R12M, 0.12мкГн, 20% [веб-сайт chipdip.ru].

2.3 Выбор и расчет шунтирующего диодика VD5 и диодика VD9

Для сглаживания напряжения используют подбор устройств 1-го класса с близкими значениями оборотных токов и токов утечки либо устанавливают особые делители и схемы управления тиристорами и транзисторами.

В качестве разглаживающих устройств употребляют в переходных режимах — активно-емкостные делители, т.е. RC-цепи, которые расчитаны в прошлом пт, также употребляются комбинированные делители с диодиками, т.е. RCD-цепи. RCD-цепь обеспечивает равномерное деление оборотного напряжения и выступает, как емкостный делитель при прямом напряжении, также таковая цепь обеспечивает понижение скорости прямого напряжения и тока .

Так как в схеме (набросок В.1) находится одна RCD-цепь, а характеристики RC-цепей расчитаны в прошлом пт, то нужно произвести расчет и выбор диодовVD5 и VD9 по току и напряжению.

Выбор шунтирующего диодика VD5 и диодика VD9 по току

За ранее избираем тип диодика и охладителя по условию (1.5)

.

Согласно приобретенному значению избираем диодик (веб-сайт elvpr.by) типа ДЧ212-10 с типом охладителя О111, у которого при естественном охлаждении очень допустимый средний ток равен , со последующими параметрами:

Термическое сопротивление переход — корпус ;

Термическое сопротивление корпус — контактная поверхность охладителя ;

Термическое сопротивление контактная поверхность охладителя — охлаждающая среда ;

Пороговое напряжение ;

Дифференциальное сопротивление ;

температура перехода:

— очень допустимая .

Рассчитываем термическое сопротивление переход — окружающая среда

.

Для избранного диодика рассчитываем очень допустимый средний ток при данных критериях работы и остывания по формуле (1.6)

.

Проверяем условие правильного выбора диодика по току условию (1.7)

Условие производится, тогда рассчитаем припас диодика по току

,

.

Припас диодика по току больше 15%, но в этом случае ток, протекающий через силовые приборы довольно мал, что обосновано малым напряжением перегрузки, потому избранный диодик подступает, т.к. рассчитан на меньший ток посреди быстровосстанавливающихся диодов.

Выбор шунтирующего диодика и диодика VD9 по перегрузочной возможности.

Аспектом обычной работы СПП при перегрузке по току является выполнение условия (1.8):

время определяется по графику зависимости переходного термического сопротивления переход-среда для определенных типов устройства, охладителя и интенсивности остывания.

Определяем средние утраты мощности для тока, предыдущего перегрузке по формуле (1.9)

.

Ток перегрузки СПП ограничен значениями , принимаем . Тогда определяем средние утраты мощности для тока, соответственного перегрузке по формуле (1.10)

.

Определяем переходное термическое сопротивление переход-среда по формуле (1.11)

,

по графику функции определяем очень допустимое время перегрузки

Проверяем аспект (1.8):

Из этого условия получаю, что избранный диодик удовлетворяет режиму перегрузки. означает, диодик избран верно.

Выбор класса шунтирующего диодика и диодика VD9 по напряжению.

СПП должны выдерживать определенные напряжения, прикладываемые к ним как в прямом, так и в оборотном направлениях. В полупроводниковом преобразователе СПП подвергаются действию рабочего напряжения и перенапряжений.

Выбор СПП по напряжению осуществляется по формуле (1.12).

,

,

,

.

Таковым образом, для данного диодика ДЧ212-10с типом охладителя О111 , т.е. необходимы диоды 5-го класса по напряжению — ДЧ212-10-5.

3. ЛИТЕРАТУРНЫЙ ОБЗОР системы ИМПУЛЬСНО-ФАЗНОГО УПРАВЛЕНИЯ

Система управления преобразовательным устройством создана для формирования и генерирования управляющих импульсов определенной формы и продолжительности, распределения их по фазам и конфигурации подачи на управляющие электроды вентилей преобразователя.

Вентильные преобразователи состоят из силовой части и системы управления (СУ). Силовая часть управляемого преобразователя, выполненная на управляемых вентилях (тиристорах, силовых транзисторах), может работать при подаче на управляющие электроды в определенные моменты времени импульсов, обеспечивающих включение данных вентилей

Функции СУ сводятся к двум задачкам:

1. Определение моментов времени, в которые должны быть включены те либо другие определенные вентили. Эти моменты времени задаются неким управляющим сигналом, который подается на вход СУ и описывает его работу, и в конечном счете задает значение выходных характеристик преобразователя.

2. Формирование управляющих импульсов, т.е. создание управляющих сигналов, передаваемых в нужные моменты времени на управляющие электроды тиристоров и имеющие достаточные амплитуды, мощность и продолжительность, а в неких вариантах определенную форму кривой.

работу широтно-импульсного преобразователя обеспечивает система управления (СУ) ШИП.

Главные требования, предъявляемые к СИФУ:

1. Высочайшее быстродействие;

2. Высочайшая устойчивость к импульсным помехам;

3. Линейность регулировочной свойства ;

4. Гальваническая развязка цепей управления и силовых цепей.

Широтно-импульсный преобразователь (ШИП) — это преобразователь нерегулируемого неизменного напряжения в регулируемое неизменное напряжение. Широтно-импульсный преобразователь (ШИП) неизменного напряжения преобразовывают неизменное напряжение в импульсное, среднее

ШИП является поочередным, если управляемый вентиль и дроссель фильтра включены поочередно с перегрузкой. Соответствующей индивидуальностью поочередных ШИП является невозможность получения напряжения на выходе выше напряжения источника питания.

Главные достоинства импульсных преобразователей:

Высочайший КПД, т.к. утраты мощности на регулирующем элементе преобразователя ерундовы по сопоставлению с потерями мощности при непрерывном управлении;

Малую чувствительность к изменениям температуры окружающей среды, так как регулирующим фактором является время проводимости управляемого вентиля, а не внутреннее сопротивление регулирующего элемента, как при непрерывном регулировании;

Малые габариты и массу;

Постоянную готовность к работе.

Но импульсным преобразователям присущи и недочеты:

Импульсный режим работы регулирующего элемента приводит к необходимости устанавливать выходные и нередко входные фильтры, что вызывает инерционность процесса регулирования в замкнутых системах;

Высочайшие скорости включения и выключения тока в силовой цепи ШИП приводят к появлению радиопомех.

Обычно употребляется вертикальный способ управления, где управляющий импульс формируется в итоге сопоставления на нелинейном элементе величин переменного (синусоидального, пилообразного, треугольного) и неизменного напряжения. В качестве нелинейного элемента обычно используют транзистор.

Для определения вида передаточной свойства преобразователя неизменного напряжения в неизменное нужно учитывать линейность регулировочных черт для однополярной и двуполярной модуляции. Потому что зависимость относительной продолжительности импульсов управления от сигнала задания при вертикальном способе управления имеет линейный нрав при пилообразном опорном напряжении и синусоидальный при гармонической форме опорного напряжения, то передаточная черта ШИП на безупречных элементах будет линейной при пилообразном опорном напряжении и синусоидальной — при гармоническом. структура системы управления ШИП приведена на рисунке:

полупроводниковый преобразователь генератор импульс

Набросок 4 — Структурная схема управления ШИП

где ГПН — генератор пилообразного напряжения;

УС — устройство сопоставления;

НЕ — инвертор.

Набросок 5 — Диаграммы структурной схемы управления ШИП.

4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ И ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМ СИФУ

Спроектируем структурную схему управления. Она будет иметь вид представленный на рисунке

Набросок 6 — Структурная схема управления

Система управления ШИП состоит из последующих блоков:

ГВИ — генератор высокочастотных импульсов. Предназначен для формирования на собственном выходе импульсов открывающих транзистор ГПН.

ГПН — генератор пилообразного напряжения. Обычно для ШИП употребляется частота коммутации ключей (1-5) кГц. ГПН сформировывает на собственном выходе высокочастотную пилу .

К — компаратор. Предназначен для сопоставления пилообразного напряжения с напряжением управления и в момент их равенства меняет свое выходное состояние.

ВФ — выходной формирователь. Предназначен для обеспечения гальванической развязки меж силовой схемой и схемой управления, а так же для формирования импульсов нужной мощности, обеспечивающей надежное открывание IGBT транзистора.

СБ — силовой блок.

Диаграммы работы ШИП представлены на рисунке

Набросок 7 — Диаграммы работы системы управления ШИП

Многофункциональная схема управления ШИП имеет вид:

Набросок 8 — Многофункциональная схема управления ШИП

Условные обозначения на схеме:

Кл — ключ (транзистор);

И — интегратор;

С — сумматор;

ОУ — операционный усилитель;

К — компаратор;

УИ — усилитель импульсов;

TV — драйвер, осуществляющий гальваническую развязку СИФУ и силовой цепи.

5. ВЫБОР ТИПОВ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ (ИМС)

Цифровая схема — интегральная микросхема, созданная для преобразования и обработки инфы, сигналов, изменяющихся по законам дискретной функции.

Печатная плата — микроэлектронное изделие, которое создано для выполнения определённой функции, преобразования и обработки сигнала. Имеют высшую плотность упаковки электронных соединений частей, которые исходя из убеждений требований к эксплуатации рассматриваются как единое целое.

В схеме применяется операционный усилитель К154УД4.

Набросок 9 — Схема усилителя К154УД4

Главные характеристики операционного усилителя:

Коэффициент усиления ;

Напряжение смещения нуля ;

Входной ток ;

Скорость нарастания выходного напряжения ;

Напряжение питания ;

Потребляемый ток .

В качестве выходного формирователя для IGBT-транзистора SK30GH123употребляется драйверIR2213 [веб-сайт irf.ru],индивидуальности:

-Управляющие каналы разработаны для нагруженного функционирования

-Стопроцентно работоспособны до +1200В

-Нечувствителен к отрицательным напряжениям при переходных действиях

-Стойкость к скорости нарастания напряжения (dV/dt)

-Спектр напряжения питания драйверов 12…20В

-Блокировка при понижении напряжения

-Отдельное питание логики от 5В до 20В

-Смещение логики и общего питания ±5В

-Входы с КМОП триггерами Шмита с привязочными резисторами к общему питания

-Тактирование логики выключения

-Согласованная задержка распространения для обоих каналов

-Выходы драйвера в фазе со входами

-Напряжение смещения VOFFSET не наиболее 1200В

-Имп.вых. ток к.зIо± 1.7 А/ 2 А

-Выходное напряжение драйверовVOUT 12 — 20В

—время вкл./выкл. 280/225 нс

-Согласованная задержка 30 нс

 

Набросок 10 — Размещение выводов драйвера IR2213

Описание выводов:

Vdd

Питание логики

HIN

Логический вход управления выходом драйвера верхнего уровня (HO), в фазе

LIN

Логический вход управления выходом драйвера нижнего уровня (LO), в фазе

SD

Вход выключения

VSS

Логический общий

VB

Напряжение питания ключей верхнего уровня

HO

Выход драйвера верхнего уровня

VS

Возврат питания верхнего уровня

VCC

Питание драйверов нижнего уровня

LO

Выход драйвера нижнего уровня

COM

Возврат питания нижнего уровня

IR2213 — драйверы высоковольтных, скоростных МОП-транзисторов либо IGBT-транзисторов с независящими выходными каналами нижнего и верхнего уровней. Собственная HVIC-разработка и стойкая к защелкиванию КМОП-технология дозволили сделать цельную систему.

Логический вход совместим с обычными КМОП либо LSTTL выходом. Выходы драйверов различаются высочайшим импульсным током буферного каскада, что выполнено для минимизации встречной проводимости драйвера. Задержка при распространении сигналов согласована для внедрения в высокочастотных приложениях. Выходной канал быть может применен для управления N-канальным силовым МОП-транзистором либо IGBT-транзистором с напряжением питания верхнего уровня до 500В либо до 1200В.

6. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ И ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ СУ СПП

6.1 Расчет генератора высокочастотных импульсов

Набросок 11 — Электронная схема ГВИ

Период импульсов найдем по формуле

,

где — частота коммутации ШИП.

.

Принимаем, что R8=1,2кОм, R9=1,0кОм, С6=0,1мкФ, тогда сопротивление R6 найдем по формуле

,

где — продолжительность импульса, .

.

Сопротивление R7 найдем по формуле

,

где — продолжительность интервала паузы,

.

.

Тогда совсем принимаем , .

Рассчитаем токи, протекающие через диоды VD6 и VD7, они будут иметь значения:

где — напряжение ГВИ, .

Рассчитаем мощности резисторов и по формуле

,

(6.1)

,

.

Обусловь ток, протекающий через резисторы и по формуле

,

.

Тогда определим их мощности

,

.

Тогда совсем избираем:

R6 — МЛТ- 0,5 — 420 Ом5%,

R7 — МЛТ- 0,125 — 1,1 кОм5%,

R8 — МЛТ- 0,125 — 1,2 кОм5%,

R9 — МЛТ- 0,125 — 1,0 кОм5%,

VD6, VD7 — диоды Д206 с параметрами: Iпр=0,1 A, Uобр=100 В,

С6 — КМ-6 — 50В-0,1 мкФ5%.

6.2 Расчет генератора пилообразного напряжения (ГПН)

ГПН с опорным пилообразным напряжением представляет собой интегратор со сбросом. Принципная электронная схема такового ГПН имеет вид:

Набросок 12 — Электронная схема ГПН

График работы такового ГПН будет иметь вид:

Набросок 13 — Вид развертываемого пилообразного напряжения

Принимаем .

;

.

Т. к. при то

,

.

Зададим , тогда

.

Принимаем .

Принимаем , тогда

Рассчитываем мощности резисторов по формуле (6.1):

Таковым образом, совсем избираем:

С7 — К73-17-250В-0,1мкФ±10%,

R10, R11, R12 — МЛТ-0,125-2,25кОм±10%.

Транзистор VT2 избираем по условиям:

,

(6.2)

где — , .

ток коллектора равен току разряда конденсатора С7:

Считая, что разряд конденсатора С7 происходит при неизменном токе, имеем

С учетом , по условию (6.2) имеем:

.

Избираем [веб-сайт dialelectrolux.ru] транзистор BC848C со последующими параметрами:

Uкэmax= 30 В

Iкmax= 100 мА

= 20…60.

ток базы транзистора VT2 будет равен

Тогда R13 обусловится по формуле

Принимаем R13=12кОм, тогда определим мощность по формуле (6.1)

Избираем R13 — МЛТ-0,125-12кОм±10%.

6.3 Расчет компаратора

Набросок 14 — Электронная схема компаратора

Т.к. и скважность меняется в границах: , тогда напряжение управления будет изменяться в границах:

Сопротивления R14 и R15 служат для ограничения входных токов операционного усилителя. Принимаем

R14, R15 — МЛТ-0,125-20кОм±10%.

Чтоб сформировать Uy возьмём потенциометр на R17=1,8кОм (RKT-3540S-1,8-102-R, прецизионный многооборотный переменный резистор 1,8 кОм) и резистор R18=0,2кОм, чтоб на нем повсевременно было напряжение 1В, а на резисторе R17 напряжение изменялось от 1В до 10В.

R18 — МЛТ-0,125-0,2кОм±5%.

Резистор R16 рассчитаем по формуле:

R16 — МЛТ — 0,125 — 26кОм10%,

R17 -RKT-3540S-1,8-102-R [веб-сайт pribor-systems.ru].

Расчет драйвера.

Набросок 15 — Схема подключения драйвера

Расчет и выбор драйвера, осуществляющего ШИМ для управления IGBT модулями, будем делать исходя из последующих критерий:

-максимальный выходной ток должен быть равным либо превосходить входной ток затвора;

-обеспечение достаточной выходной мощности.

Определим ток в цепи затвора

где — полный уровень напряжения управления, т. е.

значит 12-20В на выходе контроллера;

— сопротивление цепи затвора,

Вычислим также нужную мощность драйвера

,

где — наибольшая частота коммутации IGBT модуля;

— заряд затвора IGBT модуля, ;

С учетом всех расчетов избираем контроллер ШИМ IR2213 мощностью 200мВт и наибольшим током 1.6А.

В спецификации драйвера указаны рекомендуемые характеристики для конденсаторов С9-14:

С9, С12, С14=10мкФ;

С10, С11=0.1мкФ;

C13=0,001мкФ;

совсем избираем конденсаторы для драйвера [chipdip.ru]:

С9, С12, С14: К73 — 16 — 10мкФ — 100В±5-10%

С10, С11: К73 — 17 — 0.1мкФ — 250В±5%

C13:К73 — 17 — 0.01мкФ — 630В±5%

По техническим данным выходной ток драйвера не должен превосходить 0,15мкА. Напряжение выходного импульса микросхемы-6,5В.

Мощность рассеиваемая на резисторе будет равна:

Избираем R20[chipdip.ru]: С1-4 — 0.25 Вт — 43 кОм±5%

7. СОСТАВЛЕНИЕ ПОЛНОЙ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ ППЭЭ И ПЕРЕЧНЯ ЭЛЕМЕНТОВ К НЕЙ. ВРЕМЕННЫЕ ДИАГРАММЫ работы СХЕМЫ И ОПИСАНИЕ ПРИНЦИПА ЕЕ ДЕЙСТВИЯ

Полная принципная схема собрана из блоков, которые были описаны в разделе 6 (это — генератор высокочастотных импульсов ГВИ, генератор пилообразного напряжения ГПН, компаратор и выходной формирователь ВФ) и приведена на рис. 15 и в графической части на формате А1 вкупе с многофункциональной схемой.

Описание принципа деяния схемы выпрямителя.

На вход ГВИ (построенного на DA1) через R7, C6 подается задающее напряжение. По этому напряжению ГВИ сформировывает последовательность высокочастотных импульсов малой продолжительности.

На вход ГПН (VT2, C7, DA2) подается напряжение пилы Uп. При отсутствии UГВИ ключ VT2 закрыт и напряжение на выходе интегратора DA2 наращивается по линейному закону. При поступлении сигнала UГВИ ключ VT2 раскрывается и интегратор сбрасывается в нуль. Таковым образом на выходе ГПН формируется положительное пилообразное напряжение UГПН.

Напряжение UГПН подается на вход компаратора (R14, DA3), где происходит сопоставление 2-ух напряжений: UГПН и напряжения управления UУ. UУ формируется САУ. В момент равенства этих напряжений компаратор DA3 меняет собственный символ. По фронту сигнала Uк выходной формирователь сформировывает открывающие импульсы нужной амплитуды и продолжительности. Этими импульсами конкретно и осуществляется открывание и закрывание ключа VT1.

Временные диаграммы работы системы управления представлены на рисунке 16.

Набросок 16 — Временные диаграммы работы СУ

Набросок 17 — Полная принципная электронная схема проектируемого ППЭЭ

Таблица 1 — Список частей, применяемых в схеме ППЭЭ

Поз. обозначение

Наименование

Кол.

Примечание

Конденсаторы

C1-С5, С8

МБГП-630В-0,2мкФ10%

6

С6

КМ-6 — 50В-0,1 мкФ5%

1

С7

К73-17-250В-0,1мкФ±10%

1

Сф

К50-35имп.-680 мкФ-450В-85°C

1

Cce

К73-17-250В-0,33мкФ±10%

1

Микросхемы

DА1-DA3

К154УД4

3

DA4

SKHI 10/12

1

Диоды

VD1- VD4

Д112-10

4

VD5, VD9

ДЧ212-10

2

VD6, VD7

Д206

2

Транзисторы

VT1

SK30GH123

1

VT2

BC848C

1

Резисторы

R1-R5, R19

С2-23-2Вт-±5%-150 Ом

5

R6

МЛТ- 0,5 — 420 Ом5%

1

R7

МЛТ- 0,125 — 1,1 кОм5%

1

R8

МЛТ- 0,125 — 1,2 кОм5%

1

R9

МЛТ- 0,125 — 1,0 кОм5%

1

R10- R12

МЛТ — 0,125 — 2,25кОм±10%

3

R13

МЛТ — 0,125 — 12кОм±10%

1

R14, R15

МЛТ — 0,125 — 20кОм±10%.

2

R16

МЛТ — 0,125 — 26кОм10%

1

R17

RKT-3540S-1,8-102-R

1

R18

МЛТ-0,125-0,2кОм±5%

1

Rvce

ПЭВ — 5 — 1кОм±10%;

1

Rgoff, Rgon

ПЭВ — 3 — 22Ом±10%

2

Rce

ПЭВ — 3 — 18Ом±10%

1

Дроссели

Lф

EC24-R12M-0.12мкГн-20%

1

Реактор анодный

Lap

ФРОС-500

1

8. РАСЧЁТ И ПОСТРОЕНИЕ ВНЕШНЕЙ И РЕГУЛИРОВОЧНОЙ ХАРАКТЕРИСТИК ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ.

8.1 Наружная черта выпрямителя

Наружной чертой выпрямителя именуется зависимость выходного напряжения U от тока перегрузки I при неизменном значении скважности , другими словами зависимость при.

На рисунке 18 показана схема замещения выпрямителя

Набросок 18 — Схема замещения выпрямителя

Наружная черта определяется последующим уравнением

,

где — активное сопротивление поочередно включенных частей схемы, по которым протекает ток перегрузки в один и этот же момент времени, ;

— сумма падений напряжений на полупроводниковых устройствах, по которым в данный момент времени протекает ток перегрузки, , ;

— коммутационное сопротивление (сопротивление перекрытия вентилей), определяемое по формуле

,

где — реактивное сопротивление анодного реактора, .

.

.

В режиме непрерывного тока наружные свойства выпрямителя представляют собой ряд параллельных прямых, наклоненных к оси тока.

Произведем расчет наружной свойства выпрямителя в виде таблицы 2 для 3-х значений скважности.

Таблица 2 — Наружная черта выпрямителя

I,A

0

7,16

0

7,16

0

7,16

U,B

16,4

12,5

90,2

86,2

163,9

160

Вид наружной свойства выпрямителя показан на рисунке 18.

Набросок 19 — Вид наружной свойства выпрямителя

8.2 Регулировочная черта

Регулировочная черта выпрямителя представляет собой зависимость выпрямленной ЭДС Е от скважности , то естьЕ=f().

Для данной схемы, выражение для выпрямленной ЭДС имеет вид

,

Произведем расчет регулировочной свойства выпрямителя в виде таблицы 3.

Таблица 3 — Регулировочная черта выпрямителя

0

0,3

0,6

0,9

E, В

0

55,3

110,6

165,9

Вид регулировочной свойства выпрямителя показан на рисунке 19.

Набросок 20 — Вид регулировочной свойства выпрямителя

8.3 Регулировочная черта ШИП

Регулировочной чертой ШИП именуется зависимость скважности от напряжения управления Uу, другими словами .

Данная зависимость выражается в формуле:

,

Расчет регулировочной свойства ШИП произведем в виде таблицы 4.

Таблица 4 — Регулировочная черта ШИП

0

2,5

5

7,5

10

1

0,75

0,5

0,25

0

Вид регулировочной свойства ШИП показан на рисунке 21.

Набросок 21 — Регулировочная черта ШИП

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В процессе курсового проектирования была спроектирована система управления широтно-импульсным преобразователем. Также был рассмотрен принцип деяния и произведён расчёт многофункциональных узлов схемы управления СПП. Для оценки работы СПП была рассчитана и построена наружная и регулировочная свойства СУ.

В процессе выполнения данного курсового проекта были приобретены способности расчета силовых схем и выбора полупроводниковых устройств, также проектирования и расчета принципных электронных схем систем управления полупроводниковыми устройствами преобразователей.

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

1. Методическое пособие к курсовому проектированию по СПТ. — Г.И. Гульков, Н.М. Улащик. — Минск 2007 — 90 с.

2. Чебовский О.Г. и др. Силовые полупроводниковые приборы: Справочник / О.Г. Чебовский, Л.Г. Моисеев, Р.П. Недошивин. _ 2-е изд., перераб. и доп. _ М.: Энергоатомиздат, 1985.

3. Базы преобразовательной техники: / В.С. Руденко, В.И. Сенько, И.М. Чиженко. — 2-е изд., перераб. и доп. — М.: «Высшая школа», 1980.

4. Розанов Ю.К. Базы силовой преобразовательной техники. — М.: Энергия, 1979. — 392 с.

5. Резисторы. Конденсаторы. Трансформаторы. Дроссели. Коммутирующие устройства. РЭА: Справочник / Н.Н. Акимов, Е.П. Ващуков, В.А. Прохоренко, Ю.П. Ходоренок. — Мн. «Беларусь», 1994.

6. Конспект лекций по СПТ. — Н.М. Улащик. — Минск 2010.

]]>